Petit problème d'asservissement (alimentation haute tension)

Bonjour à tous,

Je ne sais pas si vous vous souvenez, mais j'ai posté ici il y
quelques mois une question relative à une alimentation tournant
autour d'un TL5001A et qui avait la fâcheuse tendance à faire
griller l'étage de puissance pourtant largement surdimensionné.

J'ai posé cette question au support du fabricant qui m'a répondu
qu'il ne comprenait pas le problème, que ça devait fonctionner.

J'ai donc repris la conception d'une autre manière et j'ai des
résultats encourageants. Il me reste toutefois un petit problème à
régler.

Considérons le bout de schéma suivant :
https://hilbert.systella.fr/public/asservissement.pdf

V20 est un rail de 28Vdc. Vous allez me demander pourquoi l'appeler
V20 ? Tout simplement parce qu'il est issu du redressement d'un V20
alternatif.
TR50 est un signal triangulaire (0,2V à 4,8V, rapport cyclique 50%,
100 kHz).
RUN est à 0 lorsque le signal TR50 est stable.
RST passe à 5V pour réinitialiser le circuit (allumage ou après une
détection de court-circuit en sortie).

Je n'ai pas indiqué les alimentations, mais tout ce beau monde est
correctement alimenté et découplé.

U7D, D49, D48, C35, R56 et R57 est un écrêteur (pour que le
duty cycle ne puisse être supérieur à 90%, ça permet aussi de gérer
les temps de garde pour la commutation des mosfets commandés par
CMD1 et CMD2). Sans cet écrêteur, on pourrait aussi se retrouver
dans une configuration dans laquelle la bascule D ne commuterait
plus et griller le transformateur de sortie ou l'un des transistors.

U5A, U9B et les composants annexes sont un détecteur de
court-circuit en sortie (si le signal sur l'entrée inverseuse de U5B
a besoin d'être écrêté durant plus de temps que le temps de charge de
C39, on bloque autoritairement CMD1 et CMD2 à 0). Ce n'est pas de
moi, j'ai piqué ça chez Texas.

Les signaux CMD1 et CMD2 vont vers un translateur de niveau (un
2N2222A en base commune) qui transforme le signal 0/5V en 0/14V,
puis un driver de mosfet formé par un couple BC337/BC327 et des
diodes de roue libre. Les signaux de commande des grilles sont
propres (mosfet de type IRFB4332 avec snubber et diode de roue
libre). Ces deux transistors sont utilisés en configuration
push-pull avec un transformateur dont le point milieu est connecté
au rail V20. Je n'ai pas les caractéristiques de ce transformateur
qui a été fait sur commande pour minimiser les pertes. Il s'agit
d'un petit tore fabriqué par TCT (primaire deux enroulements 12V,
secondaire, un enroulement 500V, fréquence 100 kHz, 300W).

Allure des signaux de grille des mosfets (boucle ouverte) :
https://hilbert.systella.fr/public/DSC_0483.JPG

Les masses du primaire et du secondaire sont communes.

Les fronts sont raides, ils montent à plus de 14V et on observe un
temps de garde de 900 ns (temps réglable par R56/R57). Il faudrait
que je travaille sur le temps de montée en rajoutant un bootstrap,
mais ce n'est pas l'urgence.

Au secondaire du transformateur se trouve un pont de diodes
(IDH02G120) ainsi qu'un condensateur de 5uF et une petite bobine
de 100 uH. Suit la prise du feedback (pont résistif diviseur,
typiquement une résistance de 1,24MR suivie d'un trimmer de 50kR et
d'une résistance de 3,9kR) qui est le signal FB sur le schéma joint.
La variation du trimmer (multitours) permet de régler la tension de
la sortie (j'ai testé de 60 à 300 Vdc pour l'instant, en tirant au
maximum 10 mA).

https://hilbert.systella.fr/public/DSC_0484.JPG donne l'allure du
signal FB. On voit tout de suite que ce n'est pas tout à fait
satisfaisant.

J'ai essayé de modifier le correcteur en ajustant la valeur de C38
ou de modifier le gain de U7C. J'ai tenté de rajouter un
condensateur de faible valeur (entre 100 et 560 pF) en parallèle de
R60 et R38. Ça semble plutôt dégrader le fonctionnement.

Est-il judicieux de transformer le feedback (aujourd'hui purement
résistif) en rajoutant un RC entre la sortie de l'alimentation et FB ?

Avez-vous d'autres idées ?

Bien cordialement,

JKB

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une réponse.